在上期的文章中，我們介紹了常見的射頻收發(fā)機類型和相應的應用場景。那么如何才能設計一個性能優(yōu)異的射頻收發(fā)機呢？
一、系統(tǒng)架構
射頻收發(fā)機設計的第一步是確定系統(tǒng)性能指標，各項指標的需求將直接決定系統(tǒng)架構類型的選擇。例如，對于接收靈敏度和抗干擾能力要求較高的衛(wèi)星通信收發(fā)機，選用超外差式收發(fā)架構更為合適。該架構中包含的多級高Q值濾波器能有效抑制鄰道干擾和電源噪聲。再例如，對于藍牙、對講機、GNSS（BDS/GPS/GLONASS/Galileo）等窄帶應用，選用低中頻架構會比零中頻更有優(yōu)勢，因為低中頻架構能有效規(guī)避閃爍噪聲的影響。
接下來本文將以零中頻架構為例，介紹射頻收發(fā)機的核心性能指標和設計方法。零中頻架構具有體積小、功耗低、成本低、便于集成、性能優(yōu)越等特性，目前占據(jù)市場主導地位，廣泛應用于Wi-Fi，5G，收音機等。圖1為零中頻收發(fā)機的典型系統(tǒng)架構，它主要由接收機、發(fā)射機和頻率綜合器三部分構成。
圖1：零中頻收發(fā)機架構
二、接收機設計
對于接收機，我們需要考慮的主要性能指標是噪聲系數(shù)（NF），線性度和增益調(diào)整范圍。對于零中頻架構，還需要考慮系統(tǒng)對于IQ失配和直流偏移的容忍度。
1.噪聲系數(shù)（NF）
噪聲系數(shù)的要求可以從系統(tǒng)靈敏度指標計算得到：
其中，-174dBm/Hz為50Ω對應的熱噪聲底噪，BW為接收信號帶寬，為信號解調(diào)所需的最小SNR。例如，WiFi的11a/g協(xié)議要求誤碼率不超過10%，在64QAM調(diào)制下，對應的為18.3dB。若信號帶寬160MHz，靈敏度指標-70dBm，則要求NF<3.7dB。
需要額外注意以下兩點：（1）考慮NF指標時不可只考慮接收機自身。前端的射頻開關、巴倫等器件的衰減都會造成NF惡化。（2）考慮NF指標時不可只考慮小信號，鄰道干擾（ACS）、阻塞等大信號的存在很可能造成NF增大。
2.線性度
衡量接收非線性特性的常見指標包括1dB增益壓縮點（P1dB）和輸入三階互調(diào)截點（IIP3）。
P1dB是指接收增益下降1dB時的輸入功率，可由接收機最大輸入功率得到。例如：接收機最大輸入功率-20dBm，信號峰均比9dB，則P1dB至少為-11dBm。
IIP3是指三階互調(diào)功率達到與基波相等時的輸入功率。三階互調(diào)的產(chǎn)生有多種情況，通常分為帶內(nèi)IIP3和帶外IIP3。前者是指產(chǎn)生互調(diào)的兩個單音信號處于通帶內(nèi)，后者則指產(chǎn)生互調(diào)的兩個單音信號處于通帶外。需要注意的是，很多資料均會指出P1dB和IIP3之間存在如下關系：
但此公式通常僅適用于帶內(nèi)IIP3。對于帶外IIP3，產(chǎn)生互調(diào)的兩個信號會受到接收濾波器的額外抑制。
3.增益調(diào)整范圍
接收機通常會根據(jù)輸入信號功率進行自動增益調(diào)整（AGC），以保證ADC輸入接近滿量程（此時ADC達到最優(yōu)SNR）。例如：ADC滿量程為+10dBm，輸入信號峰均比10dB，那么當輸入功率從-65dBm增加到-25dBm時，接收增益需要從65dB降低到25dB。
需要注意的是，級聯(lián)系統(tǒng)的增益等于各級增益之和（單位dB）。當系統(tǒng)從最大增益進行回退時，各級增益的調(diào)整策略是一個重要問題。通常優(yōu)先回退后級增益能最大程度減小增益回退時NF的惡化，但同時必須保證ACS或阻塞存在時，前級不會發(fā)生飽和。
三、發(fā)射機設計
對于發(fā)射機，我們需要考慮的主要性能指標是飽和功率（Psat），線性度，輸出功率調(diào)整范圍，以及IQ失配和輸出噪聲。
1.飽和功率（Psat）
當發(fā)射機最后一級功率放大器（PA）的輸入功率增大到某一數(shù)值后，再加大輸入功率并不會改變輸出功率的大小，此時的輸出功率即為飽和功率。實際應用中，我們更為關注的通常是最大線性輸出功率，即發(fā)射機輸出的誤差向量幅度（EVM）滿足系統(tǒng)需求時的最大輸出功率。例如：對于Wi-Fi的802.11a協(xié)議，最大線性輸出功率通常比飽和功率低7~10dB。
2.線性度
在發(fā)射機的鏈路設計中，為了追求更好的線性度，通常遵循兩個原則：（1）將盡可能高的增益分配給最后一級PA，以降低前級的輸出擺幅和線性度要求。（2）盡可能減少發(fā)射鏈路中的放大級數(shù)。
衡量發(fā)射機線性度的常見指標包括輸出三階互調(diào)截點（OIP3）和CIM3（3rd-Order Counter Intermodulation）。前者是指三階互調(diào)功率達到與基波相等時的輸出功率，衡量的是輸出級PA的線性度。后者是衡量諧波混頻或基帶非線性造成的互調(diào)影響，存在多種產(chǎn)生機制，在此不做詳述。
3.輸出功率調(diào)整范圍
與接收機類似，當發(fā)射機的輸出功率回退時，同樣要注意各級增益的調(diào)整策略。如果基帶輸出保持在較大擺幅，能最大程度減小直流偏移的影響，從而降低本振泄露。但此時，由于需要回退PA的增益，可能會造成PA能量效率的下降。
4.IQ失配和輸出噪聲
之所以這兩個指標放在一起介紹，是因為它們是發(fā)射機輸出功率回退時影響EVM的關鍵指標。如圖2所示，當輸出功率較大時，EVM通常主要受線性度影響。而當輸出功率較低時，EVM將取決于輸出噪聲。在以上兩種情況的過度段，EVM會達到最優(yōu)值，此時EVM主要受IQ失配限制。
圖2：發(fā)射機EVM隨輸出功率變化曲線
四、頻率綜合器
由于具有強大的反饋跟蹤能力和對于相噪的抑制作用，Type II鎖相環(huán)（PLL）成為了當前廣泛使用的頻率綜合器架構。Type II PLL也被稱為電流泵PLL，主要由壓控振蕩器（VCO），鑒頻鑒相器（PFD），電流泵（CP），環(huán)路濾波器（LPF）和多模分頻器（MMD）組成（圖3）。
圖3：Type II PLL架構框圖
1.頻率計劃
設計頻率綜合器前，首先要確定頻率計劃。通信協(xié)議規(guī)定了頻率綜合器所需覆蓋的頻段范圍和信道帶寬，而應用場景會提出需要支持的外部晶振頻率范圍。據(jù)此，我們將選擇合適的VCO數(shù)量和MMD分頻比的可調(diào)范圍。
在確定VCO數(shù)量時，通常遵循以下規(guī)則：單個VCO的頻率越高，所需覆蓋的頻率范圍越大，其相位噪聲也會越高。但VCO數(shù)量的增加不但會加大功耗和系統(tǒng)復雜度，還更容易發(fā)生振蕩器相互牽引。
2.相位噪聲
由于倒易混頻（Reciprocal Mixing）的存在，頻率綜合器的相位噪聲會污染接收信號。根據(jù)系統(tǒng)對于鄰道干擾和阻塞的指標要求，可以計算出對應頻偏的相位噪聲或對應頻段的積分相位噪聲指標。
在電路設計中，除了頻率綜合器中各個組成模塊的噪聲外，環(huán)路濾波器帶寬也會極大影響相位噪聲。頻率綜合器的噪聲可分為具有低通特性的環(huán)路噪聲（如電流泵噪聲）和VCO噪聲。如果系統(tǒng)要求較低的高頻（遠端）相位噪聲，可以選取較寬的環(huán)路帶寬，從而更好地抑制VCO噪聲，反之亦然。
以上僅是簡單介紹如何將收發(fā)機系統(tǒng)指標轉化為模塊性能指標的方法。在后續(xù)的文章中，我們會繼續(xù)介紹如何進一步根據(jù)模塊性能指標的需求選取特定的電路架構，完成收發(fā)機設計。
參考文獻：
[1]. Behzad Razavi, “RF Microelectronics”, Pearson Education, 2011.
[2]. “Electronic Circuits, Systems and Standards: The Best of EDN”, Newnes_RM, 2016.
[3]. Thomas H. Lee, “The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits”, Cambridge University Press, 2003.
聲明：文章來源于地芯科技，版權歸地芯科技所有，任何形式的轉載或者引用，請與地芯科技聯(lián)系，并且注明來源。
